rily 2026年08月28日作成 (2026年08月31日更新)

製作品

rily 2026年08月28日作成 (2026年08月31日更新)

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ディスクリートヘッドホンアンプの設計シート

私が過去に設計して使っていた、ディスクリートなヘッドホンアンプの回路図と設計式を載せておこうと思います。
ヘッドホンアンプですが言い換えれば、電流の流せるオペアンプですね。
オペアンプを設計するのにも参考になるかもしれません。またゲインなどをさらに上げてパワーアンプとしても使えるように改良するのもありです。

こちらが回路になります。

一段目の入力にJFETを用いており、入力にコンデンサを用いないDCアンプにしました。二段差動方式で大きなオープンループゲインを取り、三段目をフォールテッドカスコード回路にすることで出力電圧を大きく取っています。

後述の $Q_3$ 〜 $Q_6$ や $U_1$ , $U_3$ を除いて
基本的にいずれのトランジスタも、小信号用の2SC1815/2SA1015などの小信号用低雑音トランジスタを用いましょう。今回は2SC1740/2SA933(とその同等品)を用いました。

$J_1$ , $J_2$ は東芝の2SK2145BLを使いました。
2SK2145は $V_{GS}$ が選別された2つのJFETがペアで1つのチップに内蔵されているので便利です。
ゲートの $R_{27}$ , $R_{10}$ は発振防止です。数 $\,\text{k}\Omega$ 台のを使いましょう。

$Q_{17}$ と $Q_{18}$ と $R_{22}$ で一段目のJFETに流すテール電流を決定しています。計算式ですが、一つのJFETに流れる電流は半分になるので

${I_{t1}=\frac{V_{BE(Q_{18})}}{2R_{22}}}$

になります。 $V_{BE(Q18)}$ は大体 $0.65\,\text{V}$ で考えるといいと思います。
大体 $1$ 〜 $3\,\text{mA}$ 以下にしています。
増やせばゲインが増える一方で、発熱も増えてゲート漏れ電流が増加して出力アプセット電圧が増えるので、DCアンプにしたい場合は注意です。その対策としてカスコードブートストラップ回路を挿入しています。

小信号用汎用かつ低雑音な2SC1740/2SC933を用いました。それらと同等品を使っても構いません。
特に二段目差動増幅用は、ベースエミッタ間電圧 $V_{BE}$ が近いものを選別して使いましょう。じゃないと出力オフセット電圧を合わせるのが大変です。
お互いのトランジスタペアを熱結合しておきましょう。熱結合すると温度が変化してもお互いの $V_{BE}$ が近い値で揃うので、誤差を相殺し温度に対して安定動作できます。

二段目のテール電流は、一段目のテール電流と $R_1$ ( $R_2$ )と $R_{12}$ 、二段目差動増幅器のトランジスタ $Q_1$ ( $Q_2$ )の $V_{BE}$ で決まります。一つのトランジスタに流れるテール電流は半分になるので

${I_{t2}=\frac{I_{t1}R_1-V_{BE(Q_1)}}{2R_{27}}}$

となります。
大体 $2$ 〜 $7\,\text{mA}$ にしています。
先程と同じく、電流を増やせば発熱が増えます。その対策としてカスコード回路を挿入しています。

一段目差動増幅回路のカスコードブートストラップ回路と二段目差動増幅回路直下のカスコード回路の電圧について説明します。

この回路でJFETにかかる $V_{DS}$ を制限して、JFETの発熱を抑えます。
$I_3$ は $0.1\,\text{mA}$ の定電流ダイオードを用いています。
カスコード電圧は $I_3$ と $R_4$ 、 $Q_{10}$ , $Q_{11}$ の $V_{BE}$ から決まるので

${V_{cas1}=V_{DS(J1)}\simeq I_3R_4-V_{BE(Q10)}}$

また

${I_{t1}R_1>V_{cas1}>V_{DS(Q1)(sat)}}$

で設計します。
大体 $3\,\text{V}$ ぐらいにしています。
ただし $V_{cas1}$ を増やしすぎるとJFETの発熱量が増えていき、出力オフセット電圧が増えます
$I_{3}$ が $0.1mA$ と非常に低いため、 $Q_{10}$ と $Q_{11}$ のベース電流の分で $R_4$ に流れる電流が低下して $V_{cas1}$ が計算値より低くなります。なので $R_4$ は計算値より少しだけ増やすのがコツです。また $C_3$ はこの電流による発振防止コンデンサです。 $1\mu F$ 以上のをつけましょう。

こちらにカスコードを用いた理由は、周波数特性の良い小信号用トランジスタを使いつつ、そのトランジスタの発熱を抑えたかったからです。
$I_2$ には $10mA$ の定電流ダイオード用いています。
I2のダイオードは、ロスが大きいので $5\,\text{mA}$ のものにして $R_{11}$ を $22\,\text{k}\Omega$ にしてもいいと思います。
カスコード電圧は $Q_1$ , $Q_2$ の(相対)コレクタ電圧以上にする必要があります。この電圧は $Q_1$ の $V_{CE}$ が $0$ に近いと見ると

${V_{C2}\simeq2I_{t2}R_{12}}$

そして
カスコード電圧 $V_{cas2}$ は

${V_{cas2}=V_{F(D_2)}-V_{BE(Q_3)}}$

このとき

${I_{t2}R_3>V_{cas2}> V_{C2}}$

が成り立つようにカスコード電圧 $V_{cas2}$ を調整してください。今回はLEDの順方向電圧用いましたが、抵抗を用いても構いません。
大体 $V_{cas2} = V_{C2} + 3V$ ぐらいで設計してます。
もし $V_{cas2}$ が足りなければ、追加でダイオードを追加しても良いです。
$Q_3$ , $Q_5$ は $1W$ 以上のを用いましょう。
$V_{cas2}$ を高くしすぎるとそれに比例して $Q_1$ , $Q_2$ の発熱量が高くなります。

フォールテッドカスコードを用いた理由は、二段目の差動増幅器直下のカスコードにより出力電圧の最大値が下がってまい、飽和しやすくなるからです。
フォールテッドカスコード回路は、トランジスタ $Q_3$ , $Q_5$ のコレクタ電圧を固定するだけでなく、 $R_3$ , $R_6$ の電圧も同時に固定されます。この際 $Q_3$ , $Q_6$ に流れる電流は $R_3$ , $R_6$ から先程のテール電流を差し引いた値です。一つのトランジスタに流れるテール電流 $I_{t3}$ は

${I_{t3}=\frac{I_2R_{11}-V_{BE(Q_4)}}{R_3}-I_{t2}}$

です。
大体 $3$ 〜 $8\,\text{mA}$ にしています。
$Q_4$ , $Q_6$ には $1\,\text{W}$ 以上のトランジスタを用いましょう。

三段目に使用したカレントミラー用トランジスタも、上記の小信号汎用トランジスタです。
ただしそれなりの電流( $I_{t3}$ )と電圧がかかるので、 $1\,\text{W}$ 程度のトランジスタにしたほうが良いかもしれませんね。
三段目に使用したカレントミラー用トランジスタも、ベースエミッタ間電圧 $V_{BE}$ が近いものを選別して使いましょう。じゃないと出力オフセット電圧を合わせるのが大変です。

アイドリング電流は出力段トランジスタが常にオン状態にさせることで、出力電圧がそのトランジスタの $V_{BE}$ を下回って $0\,\text{V}$ に近づいたときに、トランジスタがoffになって歪みを生じさせないための回路になります。
後述のバイアス電圧 $V_b$ から励振段トランジスタの $V_{BE}$ と出力段トランジスタの $V_{BE}$ を差し引いた電圧が $R_{23}$ , $R_{24}$ に掛かりアイドリング電流が求まります。なのでアイドリング電流 $I_i$ は

${I_i\simeq\frac{V_b-(V_{BE(Q8)}+V_{BE(Q9)}+V_{BE(U1)}+V_{BE(U3)})}{R_{23}+R_{24}}}$

で決まります。つまり必要なバイアス電圧 $V_b$ は

${V_b\simeq I_i(R_{23}+R_{24})+V_{BE(Q8)}+V_{BE(Q9)}+V_{BE(U1)}+V_{BE(U3)}}$

ですね。大体 $Q_8$ , $Q_9$ の $V_{BE}$ は小信号トランジスタを用いたとき $0.6$ 〜 $0.7\,\text{V}$ 、 $U_1$ , $U_3$ に大電力向けトランジスタを用いた場合 $0.5$ 〜 $0.55\,\text{V}$ になりました。
入力に何も入れずに $R_{23}$ (もしくは $R_24$ )の電圧を測って、後述のバイアス回路の可変抵抗を回しながらアイドリング電流を計測します。
大体 $40$ 〜 $60\,\text{mA}$ ぐらいにしています。
励振段トランジスタ $Q_8$ , $Q_9$ も上記の小信号用を使いましたが、パワーアンプとして設計したいならば $1$ 〜 $10\,\text{W}$ ぐらいのトランジスタを用いましょう。

$Q_7$ の $V_{BE}$ と $R_7$ と $R_8$ で決まります。 $R_8$ に $V_{BE(Q8)}$ がかかったときの電流で $R_7$ に電圧が発生すると考えると、電圧バイアス電圧 $V_b$ は

${V_b\simeq \frac{V_{BE(Q7)}R_7}{R8}+V_{BE(Q8)}}$

つまり

${V_b\simeq V_{BE(Q7)}(1+\frac{R_7}{R_8})}$

になります。ただし

${\frac{V_{BE(Q7)}}{R_8}>I_{t3}}$

になるように設計しましょう。
そして $R_7$ を可変抵抗(多回転型)にして調整しました。
$Q_7$ を出力段トランジスタの $U_1$ あるいは $U_3$ のどちらかにボンドで熱結合して、出力段の熱暴走を防ぎましょう。
発熱によって出力段トランジスタの $V_{BE}$ 低下により、アイドリング電流が増加しますが、熱結合することで $Q_7$ の $V_{BE}$ が同時に低下してバイアス電圧が低下するので、アイドリング電流の増加を相殺して安定することができます。
ただし可変抵抗が故障してオープンモードになるとバイアス電圧が一気に上昇して出力段トランジスタが焼ける可能性があるので、、、 $R_8$ を可変抵抗にしたほうがいいかもしれません

そのまま動作させると、部品の誤差で直流オフセット電圧が重畳し出力されてしまい、スピーカーや出力段を破壊します。この対策として一段目に可変抵抗を導入します。
$R_{17}$ と $R_{21}$ が調整用可変抵抗となります( $R_{17}$ と $R_{21}$ で別れていますが気にしないでください)。
可変抵抗の摺動子側を $V_{CC}$ に繋げ、残りの端子を $R_1$ , $R_2$ と $Q_{10}$ , $Q_{11}$ のコレクタ側端子に接続します。
今回は多回転型の $500\,\text{k}\Omega$ を用いました。
入力に何も入れずに出力電圧を測り
大体 $5\,\text{mV}$ 以下で、できれば $1\,\text{mV}$ 以下にできればいいと思います。

自分はTTC3710B/TTA1452Bを採用しました。アンプの出力以上のトランジスタを用いましょう。
この部分はスピーカーを直接駆動するトランジスタになります。またアイドリング電流も常に流れてロスが常に発生します。ですのでアンプの出力以上のトランジスタを用いましょう。

二段目(三段目)でトランジスタでの増幅を行う関係で、応答が遅れて位相ずれが発生します。そこで $C_1$ , $C_4$ , $C_{15}$ を入れて、高周波成分を帰還させて減衰させます。
これを入れないと $C_{f2}$ を入れようがなかなか発振が止まりません。 $C_{f2}$ を増やしてもまだ発振したり不安定ならば、このコンデンサの容量を増やしましょう。
余談ですが、私が作って最初の頃はここを増やす発想が無くずっと不安定で、動作が安定するまでに1ヶ月かかりました。。。

最後に古典制御論的な見方で、ゲインの説明をしておきます。

この回路は非反転増幅回路になります。 $C_{f2}$ が無いと仮定して周波数特性を無視したゲイン $G$ は

${G=\frac{V_{out}}{V_{in}}=1+\frac{R_{f2}}{R_{f1}}}$

ですね。基本的にこのゲインをベースに設計していきます。
今回は3.2倍で設計してます。

そして位相補償用の $C_{f2}$ が $R_{f2}$ に並列なので、

${G(\omega)=1+\frac{R_{f2}}{R_{f1}(1+j\omega C_{f2}R_{f2})}=\frac{R_{f1}(1+(\omega C_{f2}R_{f2})^2)+R_{f2}(1-j\omega C_{f2}R_{f2})}{R_{f1}(1+(\omega C_{f2}R_{f2})^2)}}$

となります。積分要素があるので、各周波数 $\omega$ に比例して $G$ が減衰していくことになります。
今回は位相が進んだと仮定して、遅れ補償をしたいのでこのようにしました。
微分要素を含まないので、プロパーなゲインになりますね。
ただしこのゲインはトランジスタの寄生容量や配線浮遊容量などによる、周波数特性を無視した値になります。
ここから位相余裕が必要なときのコンデンサ $C_{f2}$ を求めてみます。
元の位相が $\theta_0$ 、目標の位相が $\theta_1$ だとしたら位相差 $\phi$ は